我自己的原文哦~      https://blog.51cto.com/whaosoft/12659981

一、多谐振荡器电路

动起来是这样的效果，够不够生气？

其实就是两个灯轮流闪烁，是通过“多谐振荡器电路”实现的，电路原理图如下。

下面对这个电路进行分析，把原理讲清楚。

1、电路说明

先简化一下电路：

这个电路是一种多谐振荡器电路，开关SW1闭合后，电路接通了电压为3V的电源。

之后，三极管Q1和Q2会轮流导通和截止，产生持续震荡，令两个LED灯不断闪烁。

2、原理分析

在电源开关SW1合上前，电容C1、C2两端的电压均为0。

合上电源开关SW1，在接通电源的瞬间，Q2B点、Q1B点的电压在上拉电阻R1、R2的作用下从0开始抬升，理论上将会把三极管Q1和Q2同时导通。但由于三极管的性能参数差异，其中一个三极管会先导通。

假设Q1先导通，Q1的导通引起Q1C点的电压下降，后续顺序如下：

①Q1C点的电压下降 => ②Q2B点的电压下降(导致了Q2的截止) => ③Q2C点的电压上升(导致了LED灯D2的熄灭) => ④Q1B点的电压上升 => ⑤进一步使Q1C点的电压下降(导致了LED灯D1的亮起)

Q1C点的电压下降，进一步引起了自身电压的下降。这就是振荡电路中常说的“正反馈”啦。

我们说电容电压不能突变，不是不变。之后电容C1左边(Q1C点)的电压几乎为0，右边(Q2B点)开始通过电阻R1从电源获得电压来充电。充电过程中三极管Q2的B极电压逐渐升高，一直升高到能使Q2导通。

Q2导通后，Q2C点的电压被拉低，LED灯D2被点亮。根据电容两端电压不能突变，这时Q1B点的电压也由原来的高电压被拉低，于是三极管Q1被关闭，LED灯D1熄灭。

再然后电容C2开始充电，充到电容C2的左边(Q1B点)的电压足以把三极管Q1打开。。。

如此循环，LED灯D1、D2交替亮起和熄灭。

用仿真图，直观地感受电路中各点的波形变化：

LED灯交替亮灭的周期T直接给公式，大家可以根据公式调整参数，改变闪烁的时间长短：

T = 0.69 * (R1 *C1 + R2 * C2)

注意：如果发现计算出来的理论值和实际值不相符，则调整公式中“0.69”这个参数。

3、扩展知识

这个电路也叫“多谐振荡器”，为什么呢？

因为电路产生的是矩形波，“多谐”是指矩形波中除了基波成分外，还含有丰富的高次谐波成分。

还有一个叫法，因为电路产生矩形波，于是又叫做“矩形波发生器”。。。

这还没完，它还叫“无稳态电路“。。。

因为电路产生了自激振荡，总没有一个稳定的状态，看两个LED灯闪来闪去就知道，它不会一直熄灭，也不会一直点亮。

二、低EMI DC/DC转换器的PCB设计指南

电感下方要铺铜吗？

每个开关电源都是一个宽带噪声源。因此，将汽车电路板网络中的DC/DC 变换器集成到汽车控制单元中，同时仍然满足汽车原始设备制造商（OEM） 的 EMC 要求，是一项很艰巨的任务。

通常，来自 DC/DC 变换器和其他高速电路的噪声会通过所连接的电缆辐射，这些电缆为噪声提供了有效的天线路径。为了阻断这种潜在的辐射路径，需要在每个电缆连接点都设置滤波器电路。但是，只有当噪声源的 H场或 E 场没有耦合到滤波器组件或电缆中时，滤波才会有效。

在近场环境中，场强的下降与距离平方的倒数 (1/d2) 成正比。因此，噪声源、滤波器组件和连接器之间需要保持一定的最小距离。

但实际上，PCB 尺寸和电缆连接器的位置通常取决于机械空间的大小。而且，在 PCB 的某些区域，元件的最大高度可能非常有限，或者也有可能无法进行双面组装。这些硬件条件的限制要求设计人员在决定元件位置和 PCB 布局时要非常谨慎，尤其是在汽车制造等高度监管的行业中。

布局规划

为避免DC/DC 变换器的电场和磁场被直接耦合到连接器和电缆中，电路必须尽可能远离 PCB 连接点（见图 1）。

图1: 噪声源应尽量远离连接器和电缆

只有距离或额外的屏蔽才能将 EMC 滤波器、连接器和电缆的场强降低到必要的水平，而屏蔽可以代替距离。

最好的方法是采用至少4层、双面组装的 PCB，并将DC/DC 电路和滤波器组件放在电路板相对的两侧。而且，至少有一个内部板层为完整的接地层，以最大可能地减少从噪声源到滤波器电路的交叉耦合。

如果因为系统限制，DC/DC 电路必须靠近连接器，则必须在设计初期即考虑有效的屏蔽。散热器有时也可以用来屏蔽。理想情况下，电感、内置功率 MOSFET 的 DC/DC IC 及其去耦电容都应被屏蔽。

PCB布局指南

在降压变换器中，主要的场源包括：

- 由两个电源开关和 CIN形成的高 di/dt 环路（热环路），它辐射出宽带磁场
- 功率 FET 和电感之间的开关节点，具有强电场辐射
- 辐射电场和磁场的电感

交流磁场可以被能够感应涡流的固体金属区域屏蔽。而铜因其高导电性即为非常有效的屏蔽材质。在PCB 上，返回固定电位的电位差路径中的任何导体都可以有效屏蔽电场辐射。

任何高 di/dt 环路都会辐射出与环路面积和电流幅度成比例的磁场。将输入电容放置在靠近两个电源开关的位置，并采用低阻抗连接，可以最大限度地减小天线环路面积。

为进一步减少该环路产生的磁场，可以在电源开关处对称放置两组电容。理想情况下，这样可以将两个环路中的峰值电流降低一半，从而将 H 场降低 6dB。如果两个环路的方向相反，更将进一步降低辐射的H磁场。(1)

在DC/DC电路的下一层、间距小于100µm的位置应布置完整的GND区域。在这个铺铜区域中，流经电路元件和 PCB 迹线的高 di/dt 电流会产生涡流。涡流与元件侧的原始电流方向相反，两个磁场将相互抵消。如果涡流能够在最短距离内对元件侧的高 di/dt 环路电流进行镜像，则效果最佳。

在超导、零距离和两个环路形状完全匹配的理想情况下，PCB 元件侧的 H 场辐射将被涡流的 H 场完全抵消。

由于DC/DC 电路下方的 GND 铺铜区域有阻抗，因此高 di/dt 涡流会产生电势差，并让该区域产生噪声。这个高噪声的 GND 区域必须与系统 GND 区域分开，尤其要与滤波器和连接器的任何 GND 参考区域隔离。在多层 PCB 中，可以分别布局各层，并通过层间的通孔阻抗来实现隔离。

多层 PCB 的三维视图可以说明这一概念（见图 2）。

图2: 三维PCB视图 - 布局也是电路的一部分

在顶层，输入电容(CIN)和两个功率 FET 连接至 VIN区域和 PGND 区域（如上图中的红色部分），它们通过通孔连接到内层。在 VIN路径上，通孔之后必须连接电感元件（例如 1µH 至 2µH的线圈）。这样，来自开关转换的高 di/dt 电流将被限制在 CIN中，不会在PCB上流动。

PGND 区域不应直接连接到元件侧的任何其他 GND，只通过通孔连接到 DC/DC 模块下的 PGND 区域（如上图中的蓝色部分）。其目的是将高频电流限制在元件侧，将噪声与“外界”隔离开来。PCB中至少要设计一层完整的GND，以提供低阻抗的系统参考。请记住，布局也是电路的一部分。

电感下方要铺铜吗？

有些 PCB 布局工具预设不允许在电感芯下铺铜。对于这个问题，各方观点不一，有人认为根本无需铺铜，有人则认为应该直接在PCB 元件侧线圈正下方铺铜。

图3: 线圈下方无铜层的4层PCB

在图 3 显示的 4 层 PCB 中，线圈下方的任何层中都没有铺铜，其产生的磁场如图中所示。线圈产生的强磁力线直达 PCB 底部并紧紧围绕 PCB，有效耦合到任何连接的电缆中。PCB 上的滤波器组件则被空气旁路。在这种设计下，几乎不可能达到汽车 OEM的EMC标准。

图 4 显示的布局中，铜层直接铺在元件侧的线圈正下方。

图4: 铜层位于PCB上线圈的正下方

这种设计为涡流提供了一个区域来抵消 PCB 外部已有的磁场。内层 2 和底层完全无噪声。EMC 滤波器组件可以有效放置在底部。涡流磁场会稍稍降低线圈的有效电感（通常小于 5%）。涡流还会在 GND铜层中产生一些损耗。铜层直接位于电感磁芯下方还有一个小缺点就是增大了绕组到 GND 的寄生电容。但在大多数设计中，该电容非常低，因此不会产生大的影响。

PCB布局示例：MPQ443x系列

MPQ443x 系列产品均为40V 同步降压变换器，具有低工作静态电流和 1A 至 3.5A的输出电流。

MPQ4430 IC (U1) PCB 的顶部具有对称的 CIN 组 (C1A-C1D)。这些电容的 GND 直接连接到 IC PGND 引脚，即底部 FET 的源极。这一片本地 GND 区域噪声较大。在元件侧，这片 GND 区域与其他任何GND 区域都没有直接的连接，唯一的连接处就是通过通孔连接到DC/DC 电路下方层中的GND 区域。在这种配置中，来自功率级的高 di/dt 电流被限制在元件侧。最高电流密度位于 VIN 和 PGND 之间走线的内边缘，如示例中的绿色椭圆所示（见图 5）。

图5: MPQ4430 PCB顶部布局

VIN通过通孔连接到第 3 层。由于通孔存在电感，输入电流的高频部分仍留在顶部。CIN9 抑制了 IC 上的这个 VIN 节点；但由于它的高度为 6mm ，并且阴极连接到GND，因此也阻断了来自 SW 节点和线圈的部分E场辐射。

顶部 DC/DC 模块周围的切口将所有高频电流保留在该区域内。如果没有切口，则一小部分热回路电流仍会在 PCB 的边角处流动，从而使该区域产生噪声。

高 dV/dt SW节点连接到电感，而电感通常较大并会辐射出电场。对大多数电感而言，如果其绕组起点连接到 SW 节点，则电场辐射会较低。

减少线圈电场辐射的方法之一是在线圈两侧放置输出电容（C2A 和 C2B）。当电容与线圈一样高或更高时，效果最佳。一般而言，相比更大、更高的线圈，尺寸较小、更加扁平的电感具有更好的EMC 性能。

图6: 内层1的推荐PCB布局

经过EMC 优化的PCB，其内层 1 为 GND层。该层应放置在顶部下方 70µm 处（见图 6）。该 GND 区域噪声较大。在DC/DC 模块周围 的GND 区域做切口，可防止剩余电流在连接器和滤波器组件下方层的边缘流动。切口应为两个狭长的开口，准确开在 VIN 和 VOUT 被路由到下层DC/DC 电路的位置，以提供预设的本地返回路径。测试结果：30MHz 至100MHz传导发射

在 fSW = 470kHz 且频谱扩展调制 (SSFM) 条件下，30MHz 至 108MHz 的传导发射测试结果约为 0dBµV，仅比系统噪声高几分贝（见图 7）。

图7: CE发射测试结果（30MHz至108MHz）

MPQ4431带0805 2.2µH 电感和两个 0805 输出电容、且开关频率为 470kHz ，它在没有额外屏蔽或 SSFM 的条件下也通过了低频 RE 单极测试（见图 8）。

图8: 低频单极测试结果

结 语

布局及其寄生元件也是电路的组成部分。对PCB进行优化可以实现 DC/DC 变换器的低 EMI。审慎的元件布置和电路板布局将有助于满足汽车行业严格的 EMC 规范。

参考文献

​​https://www.monolithicpower.cn/cn/learning/resources/pcb-design-for-low-emi-dc-dc-converters​​​

三、DIY实验电源

实验电源是电子DIY很基础的工具之一。最常见的实验电源是实验室里用的那类大块头——带数码管显示电压电流的，功能比较多。作为业余DIY用的电源存在多种场合的需求，并不是一款电源能涵盖。至少我觉得功能大而全但体积笨重的电源我很少会去用，我经常是需要小巧的电源。（原文链接：https://www.eeworld.com.cn/aTCqHOC）

我在初中的时候有过一两个可调直流电源，那类商品是靠多档开关切换变压器次级抽头做的。第一宗罪是输出电压不准，空载明显很高，且输出电压随负载变动；第二宗罪是纹波干扰大，不能给收音机用。我那时的梦想就是有块LM317来做电源。

上图是我的第一个实验电源，若干年后才做的，核心器件是变压器、LM317三端可调稳压和多圈电位器。变压器是去逛电子市场淘到的15V带中间抽头EI形（而且这只的发热损耗低是我日后买过所有EI变压器都不如的），所以我加了一个小开关切换整流管的接法，整流后的电压有两挡。为了使用方便我设了一个20V量程的直流电压表头。电源外壳是一个铝质药盒，电压调节旋钮还是牙膏盖做的。这个实验电源多年后因为多圈电位器接触不良的毛病就很少拿出来使用了。

LM317是很经典的可调线性稳压器，大概是我做过的稳压电源（包括固定的和可调的）用得最多的芯片了。它的稳压特性是保持ADJ端和OUT端有固定的1.25V压差。因为ADJ端的电流很小，若能忽略掉的话就可以用两个电阻分压实现1.25V以上的电压输出了。下面图中的R2换成可调电阻，就构成了可调稳压电源。

LM317可以允许约40V的电压输入，输出电流最大1.5A，可以拧到散热器上而且具备热保护，所以是很容易使用的。稳压的原理（线性稳压）就是用一个反馈环路调整功率晶体管的驱动电压，让输出电压的取样与参考电压相等。LM317的内部框图是这样的：

其实所有的稳压电路都存在一个类似运放或者电压比较器的东西，再考虑不同的电源调节方式以及电路拓扑，就诞生了很多的稳压器元件。

LM317的一个明显弱点是它不是低压差的，也就是LM317输入端的电压比输出端要高一截，一般要3V. 在工频变压器加整流桥的电源里这不是太大问题（因为整流滤波输出电压波动大，要给充分余量），但5V稳压3.3V的应用它就不能胜任了——于是这时候大家熟悉的AMS1117来代替了。输入输出压差乘以输出电流，基本就是线性稳压芯片上的功耗，会转换为热量。所以现在需要低功耗的时候，都用DC-DC电路，也就是开关电源，来替代线性稳压。另外还有升压型和极性反转型的DC-DC电路。

我现在制作的这款袖珍实验电源就是升压型的，目标之一是要小巧，能随手拿来用不占地方。输入电压支持3.2V~5.5V的范围，磷酸铁锂电池和USB供电都可以用了。只针对小功率测试和应用，初步设计的输出电压为最高20V，提供最少100mA的输出能力（要大电流就另外设计吧）。目标之二是数控——不再使用电位器，而是用MCU来控制输出电压，我利用了STM32F072的DAC来实现。因为用了数控，可以做同步调节，于是我在DC-DC升压后面加了一个线性的低压差稳压器，以降低开关电源的输出纹波和提升负载响应能力。

先上电路图，再做讲解。

MCU是拿来做控制的。电源方面用了两颗国产芯，一颗是TX4211开关升压芯片，另一颗是SY6345线性降压芯片。都是SOT-23的封装，体积小但还可手焊。这两颗电源芯片都是可调电压输出的，为什么选择它们是有一定的偶然的（在立创商城遇到），满足了我的设计需求就用上了。大家自己设计电源的时候也不要拘泥于具体的厂商、型号。

从电源输入先经过TX4211构成的升压变换，得到输出预期的电压。因为我想用磷酸铁锂3.2V供电，摆脱电源线的限制，所以第一级设计成升压。TX4211支持更高的输入电压和超过我需要的输出电流的能力了。稍欠缺的地方是它不是同步整流，得有一个肖特基二极管的损耗，不过我只用小电流就没关系。

TX4211是如何实现电压调节的呢？前面我提到，输入需要电压取样，与参考电压比较，控制调节电路。只不过现在调节不再是线性调节晶体管，而是调节PWM占空比去控制MOSFET开关了。

当芯片的FB端电压和内部的参考电压相等时，就达到了平衡状态。否则，芯片会根据FB和参考的压差去调节PWM电路来试图取得平衡。从电源输出用电阻分压后连到FB端，就可以设定输出电压。这是现在绝大多数可调电源芯片的设计方式了。

TX4211内部的参考电压是0.6V，就用上面的公式来根据输出电压计算需要的电阻。

那么要实现数控怎么做？用电动机去调可调电阻？在这里显然没必要。用数字电位器代替电阻呢？成本太高了，依然还是元器件的思维，还没有到线性电路的思维。

依照我刚讲到的平衡状态，从输出电压“计算”出一个FB电压就达到了平衡，那么再引入另一个变量，不仅有输出电压，再加一个受控的电压源，就可以解出平衡状态时的输出电压了。

和稳压芯片手册上的电路相比，上图多了一个电阻R10，连到一个控制电压（MCU的DAC输出）了。因此，按照电流关系可以把平衡条件写成：

很明显，输出电压和控制电压呈线性关系，并且是控制电压升高对应输出电压下降，比例因子是R1/R10. 控制电压的范围是MCU的DAC能够输出的电压范围。

对于STM32F072的DAC，输出电压范围是0到VDDA（因为VREF+和VDDA是同一个引脚），需要用稳压电路给VDDA供电来保证DAC输出电压稳定，从而使实验电源的输出稳定。因为STM32的VDD或VDDA都不能超过3.6V，在这个应用里面需要将输入电压稳压后给MCU. 我用的是2.5V输出的RT9193给MCU以及液晶显示模块供电。

STM32F072有两路DAC输出，分别用来调节TX4211和SY6345的输出电压，调节原理和计算方法完全一样。但在用公式计算前要注意DAC输出驱动的问题，且先看下规格书对DAC的描述：

DAC输出有经过缓冲（增加驱动能力）和不经过缓冲的选项。如果不用缓冲，那么输出电压几乎可以覆盖0~VDDA的范围，但是DAC输出的阻抗是比较高的。也就是说，相当于在上面电路图和公式中的R10上面又串联了一个未知的电阻，且不知这个电阻是否是恒定的。要减少DAC输出阻抗的影响，控制电源用的分压电阻就要取得很大，这样对电源芯片又未必合适了。

因此我考虑用DAC的缓冲输出模式，外面负载电阻在5千欧以上就可以了，容易满足。那么DAC输出电压范围保守些可按0.2V~2.3V计。

按照上面的公式，从已知的DAC最低输出电压和电源芯片最高输出电压可以得到一个等式，再从已知的DAC最高输出电压和电源芯片最低输出电压可以得到另一个等式，然后通过这两个等式求解R1，R5和R10. 当然三个变量两个方程的解是不确定的，但R10/R5和R1/R5的比例是可以解出来，或者说固定其中一个电阻解另外两个电阻是可以的。

实际用的电阻器并不能取任意值，而是从系列电阻值里面取。所以我们要尝试一些和解相近的电阻值，带回公式算一下输出电压的范围是否够用。

我的电源设计LDO输出0.7V~20V，最后使用的分压电阻值如下表，供参考。

芯片	VFB	FB对GND	FB对VOUT	FB对DAC
TX4211	0.6V	4.3k	120k	16k
SY6345	0.6V	6.04k	150k	18k

DC-DC升压之后，经过SY6345这只LDO进行稳压再作为实验电源最终输出。为了减少SY6345上的功耗，尽量保持TX4211的输出只比SY6345的输出高300~400mV. 这是通过软件同步调节两个DAC来实现的。

另外稍加注意的就是电源芯片本身输入输出最低电压的限制了。TX4211是DC-DC 升压电路，不能用来降压，因此最低输出电压（当里面的开关管永不开启时）是输入电压减去二极管的压降，用DAC控制不能得到更低的输出。SY6345是线性稳压，理论上最低输出电压是VFB=0.6V. 但SY6345有最低输入电压4V的限制，所以软件控制的时候TX4211的输出电压不要低于4V.

以上就是用MCU的DAC控制电源芯片输出电压的原理介绍。至于用电阻分压采样输出电压到MCU的ADC测量实际电压，以及用开关和旋转编码器、液晶显示模块进行用户界面设计，对于EEWorld论坛的MCU玩家来说都不是陌生的，我就不在此详述了。

这个帖子目的就是跟大家分享一个数控电源的实现思路，抛砖引玉。做升压还是降压，支持多大功率都看网友们的需要了。

完整PCB图纸可在链接内下载：​​https://www.eeworld.com.cn/aTCqHOC​​

四、无刷直流电机驱动方式

 在直流电机中，有有刷直流电机和无刷直流电机之分，它们之间各有各的优点，有刷直流电机优点在于价格便宜、控制方便但转速和寿命无法做得很高，无刷直流电机可以，但是成本高且控制较为复杂。

    今天大家来讲一讲无刷直流电机驱动方式，让大家进一步来了解无刷直流电机（我们虽然是只做微型有刷直流电机研发，但是对于各种电机的知识还是非常专业的），本篇文章只为普及各种直流电机的知识。

    直流电机根据驱动线圈的数量可分为两相、三相，线圈驱动方式及接线方式也有很多种，下面我们来展示一种三相驱动线圈的直流电机驱动方式，如图（懂电路的一眼就能看懂，不懂的我们下面会有具体说明）。

    上图中1和2是双极性驱动，驱动线圈由上面的电源和下面接地的两个晶体管驱动，双极驱动方式直流电机的接线方式有两种，就是图1和2下标示的星形连接与三角形连接，大转矩电直流电机更适于三角形连接方式，因为在线圈的线直径绕线匝数一样的性况下，它的电流会更大。

    除了双极性驱动外，图3为一个单极性驱动，各个线圈的驱动由晶体管的开关切换，这佧驱动的方法的主要特点就是简单，能降低一定的成本，不过直流电机的转矩及平滑度就无法和双极性驱动的直流电机相比了。

    相信大家都知道有刷直流电机只需要接上电源就能旋转了，无刷的不同，没有控制电路它就无法旋转。

    直流电机的电路是由霍尔传感器构成的，我们下面来看一个常见的直流电机电路控制图：

    图中霍尔电压放大电路、三相逻辑电路和下臂驱动电路（最大1A）都集成在单芯片里。进行单极性驱动时，可以直接接上直流电机。这种是通过霍尔元件检测转子转子位置的。需要双极驱动时，在正极加上驱动到的晶体管就可以了。

五、单片机硬件电路的设计方案和心得

 减少后级电源对前级的影响，防止电源正负接反烧坏后级电路，防止电源关电时电流倒灌，但经过二极管有0.4V左右压降，需要考虑经过0.4V降压后会不会低于后级电路的正常工作电压。

1、按键电路

    R1上拉电阻：

    将不确定的信号通过一个电阻钳位在高电平，维持在不被触发的状态或是触发后回到原状态。(个人建议加上)

    C1电容：

    减小按键抖动及高频信号干扰。(个人建议加上)

    R2限流电阻：

    保护IO口，防止过流过高电压烧坏IO口，对静电或者一些高压脉冲有吸收作用。(个人建议加上)

    R2的取值100欧~10k不等，如果有设置内部上拉，该值不能太大，否则电流不足以拉低IO口。

    D1 ESD二极管：

    静电保护二极管，防止静电干扰或者损坏IO口。(这个根据PCB的成本及防护级别要求来决定添加与否)

2、外接信号输入

    R3上拉电阻：

    将不确定的信号通过一个电阻钳位在高电平，维持在不被触发的状态或是触发后回到原状态。(如果外接的连接线比较长，芯片内部上拉能力比较弱，则建议加上。平时通信距离不长，有内部上拉则可以省略)

    C2电容：

    防止高频信号干扰。(注意，如果输入频率信号比较大,C2容值要对应减少，或者直接省略C2)

    R4限流电阻：

    保护IO口，防止过流过高电压烧坏IO口，对静电或者一些高压脉冲有吸收作用。(个人建议加上)

    D2 ESD二极管：

    静电保护二极管，防止静电干扰或者损坏IO口。(这个根据PCB的成本及防护级别要求来决定添加与否)

3、输出电路继电器

    U1光耦：

    分离高低压，防止高压干扰，实现电气隔离。

    D5 1N4148：

    续流二极管，保护元件不被感应电压击du穿或烧坏，以并联的方式接到产生感应电动势的元件两端，并与其形成回路，使其产生的高电动势在回路以续电流方式消耗，从而起到保护电路中的元件不被损坏的作用。

4、达林顿晶体管

    达林顿晶体管，小伙伴们一般常用于步进电机驱动，其实可以用于电机调速，大功率开关电路，驱动继电器，驱动功率比较大的LED光源，利用PWM来调节亮度哦。

    R6、R7、R8电阻：

    用于限流，防止ULN2001损坏，导致高压直接输入到MCU的IO。（由于ULN2001D本身自带2.7K电阻，这里的R6、R7、R8可以省略；如果某些驱动芯片没带电阻最好自己加上，具体情况可以查看选用芯片的数据手册作决定）

    COM端接电源：

    当输出端接感性负载的时候，负载不需要加续流二极管，芯片内部设计有二极管，只需 COM口接负载电源即可，当接其他负载时，COM口可以不接。

    在使用阻容降压电路为 ULN2001D 供电时，由于阻容降压电压无法阻止电网上的瞬态高 压波动，必须在 ULN2001D 的 COM 端与地端就近接一个 104 电容，其余应用场合下， 该电容可以不添加。 

5、运算放大器

    利用运放巧妙采集负载的当前电流，可以准确知道当前负载运行情况，有没有正常工作，非常好用。

    GND2是负载的地端，通过R16电阻(根据负载电流的大小R16要选功率大一点的)接公共地，会有微小的电压差。

    该电路是同相比例运算电路，所以采样端的电压=输入端电压*(1+R9/R11)=69倍的输入电压。大家可以根据测量范围修改R9调节放大倍数。

6、MOS管    控制电源输出通断：

7、输入电源

    如果电路成本比较紧张，可根据需要适当删减元件。

    F1自恢复保险丝：

    过流保护，可根据实际负载电流调整阀值大小。

    D10 肖基特二极管：

    减少后级电源对前级的影响，防止电源正负接反烧坏后级电路，防止电源关电时电流倒灌，但经过二极管有0.4V左右压降，需要考虑经过0.4V降压后会不会低于后级电路的正常工作电压。

    TVS管：

    输入电压过高保护，一般取正常输入电压的1.4倍。

六、放电齿为什么能抑制吸收浪涌电流

1、什么是浪涌电流

    浪涌电流是指电源接通瞬间或者电路出现异常情况下产生的远大于稳态电流的峰值电流或者过载电流，浪涌也叫突波。本质上讲，浪涌是发生在仅仅百万分之一秒时间内的一种剧烈脉冲。

    由于电路本身的非线性有可能高于电源本身的脉冲；或者由于电源或电路中其它部分受到本身或外来尖脉冲干扰以及来源于外部因素，如雷电、ESD，它很可能使电路在浪涌的一瞬间烧坏，如PN结电容击穿，电阻烧断等等。

    而浪涌电流保护就是利用非线性元器件对高频（浪涌）的敏感设计的保护电路，简单而常用的是并联大小电容和串联电感。供电系统浪涌的来源类型分为外部（雷电原因）和内部（电气设备启停和故障等）。而从电子专业角度定义系统浪涌的来源类型分为雷电、静电、开关电路三类。

2、浪涌抑制方案

    对于浪涌设计常有两种方案，一是采用熔断电阻器(保险丝电阻)、二是采用电压钳位器件(浪涌放电管、压敏电阻等)。按GB/T17626.5浪涌(冲击)抗扰度试验的方法，在市电0°、90°、180°、270°四个相位各打10次浪涌。

3、放电齿

    放电齿，也叫放电间隙或者火花间隙。放电齿是一对指向彼此相对的锐角的三角形，是由在PCB布线过程中使用铜箔层作出来的。这些三角形需设置在PCB板元器件的另一层放置，不能被绿油等盖住。

    在浪涌测试或者ESD测试时，共模电感两端将产生高压，出现飞弧。若与周围器件间距较近，可能使周围器件损坏。因此可在其上并联一个放电管抑制它电压。如下图FU2为气体放电管，并联在共模电感两端，它能够从而起到灭弧的效果。

    气体放电管抑制效果很好，但是在成本相对较高，很多情况下我们会在PCB设计时，在共模电感两端放置放电齿，使得共模电感可以通过放电齿尖端放电，可以减少甚至可避免通过其他路径放电，能够保护周围和后级器件。

七、xxx

八、xxx

九、xxx

十、xxx

十一、几个有意思的电路

【爱心流水灯】

▲ 图1  爱心流水灯

  ●  电子器件：
   LED：48
   CD4017：1
   NE555p：1
   电阻：10k
   电解电容：10uF/25V
   电位器：103
   电池：9V

【电池电压指示】

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▲ 图2.1  电池电压指示灯

  ●  电子器件：
   电阻：100Ω×4
   LED：绿色LED×4
   二极管：1N4007×3

【白色灯柱】

▲ 图2.2  白色灯柱

  ●  电子器件：
   电阻：1k×6
   LED：白色LED×6
   电位器：5kΩ

【闪烁灯环】

▲ 图3.2  闪烁灯环

  ●  电子器件：
   RGBLED：25
   LED灯泡：7W

【继电器延迟开关】

▲ 图3.3 电路焊接图

  ●  电子器件：
   BC547：NPN三极管
   按键：一个
   电阻：470Ω
   电容：1000uf，16V

【蓝色流水灯】

▲ 图6.1  蓝色流水灯

【齐纳二极管感光性】

▲ 图7.1  齐纳二极管感光特性

▲ 图7.2 实验电路图

1975年电子手表内部电路