我自己的原文哦~      https://blog.51cto.com/whaosoft/12609295

一、差模放大电路特点与抑制零漂原理

   要想掌握差分放大电路，首先就要知道什么是差分放大电路以及它的作用。差分放大电路是模拟集成运算放大器输入级所采用的的电路形式，差分放大电路是由对称的两个基本放大电路，通过射极公共电阻耦合构成的，对称的意思就是说两个三极管的特性都是一致的，电路参数一致，同时具有两个输入信号。

    它的作用是能够有效稳定静态工作点，同时具有抑制共模信号，放大差模信号等显著特点，广泛应用于直接耦合电路和测量电路输入端。

差模放大电路特点

• 电路两边对称
• 两个管子公用发射机电阻Re
• 具有两个信号输入端
• 信号既可以双端输出，也可以单端输出

共模信号：大小幅度相等 极性相同的输入信号

差模信号：大小幅度相等 极性相反的输入信号

    差分放大电路具有抑制零漂移稳定静态工作点，和抑制共模信号等作用，接下来一一分析。

    首先我们的电路的工作环境温度并不是一成不变的，也就是说是时刻变化着的，还有直流电源的波动，元器件老化，特性发生变化都会引起零漂和静态工作点变化。

    通常在阻容耦合放大电路中，前一级的输出的变化的漂移电压都落在耦合电容上，不会传入下一级放大电路。

    但在直接耦合放大电路中，这种漂移电压和有用的信号一起送到下一级被放大，导致电路不能正常工作，所以要采取措施，抑制温度漂移，虽然耦合电容可以隔离上一级温漂电压，但是很多时候我们要接受处理的是很多微弱的、变化缓慢的弱信号，这类信号不足以驱动负载，必须经过放大。又不能通过耦合电容传递，所以必须通过直接耦合放大电路，那么直接耦合典型电路：就是差分放大电路。

    通常克服温漂的方法是引入直流负反馈，或者温度补偿。

    接下来谈谈直接耦合电路中，差分放大电路如何抑制零漂电压稳定工作点，和抑制共模信号，并放大差分信号的。

抑制零漂的原理

    首先T1和T2特性相同，电路两边对称，在输入电压Vi1=Vi2=0V当温度T一定时，流过T1的电极电流与流过T2集电极的电流一致 即ic1=ic2，那么T1和T2上两个集电极电阻的压降是相等的所以Uo1=Uo2那么输出电压Uo就等于零即Uo1-Uo2=Uo=0所以这个电路可以抑制零漂的。

    那么当温度增加△T的时候还能抑制零漂吗？答案是能，因为两边对称性能是一样的它们工作在统一环境下，当温度上升△T时，流过两个管子集电极的电流也是相等的,即（ic1+△ic1）=（ic2+△ic1） 那么加在两个集电极的电压也是相同的，所以输出电压Uo任然为0。所以在双端输出的情况下，

    那么在单端输出的时候还可以抑制零漂吗? 当然可以，在单端输出时可以取值Uo1或者Uo2，这里以Uo1输出为例，因为射极电阻Re的负反馈作用，并且Re是T1和T2射极的共用电阻所以流过Re的电流是2倍的ie所以负反馈作用更好，所以可以稳定静态工作点，抑制零漂。

• 共模信号：当Vi1与Vi2大小相等，极性相同的输入信号时，共模信号的作用，对两管的作用是同向的，将引起两管电流同量的增加，集电极电位也同量的减小，因此两管集电极输出共模电压Uo=Uo1-Uo2=0，差分放大电路对共模信号有很好的抑制作用。
• 差模信号：当Vi1与Vi2大小相等，极性相反的输入信号时，由于信号的极性相反，因此T1管集电极电流增大而T2管集电极电流减小，且增大量和减小量相等。另外由于输入差模信号，两管输出端电位变化时，一端上升，另一端降低，且升高量等于降低量,所以差分电路对输入信号电压的差值是有用的，因此电路被称为差分放大电路。

二、xxx

三、如果模拟电路设计分九段，你是几段？

  如果模拟电路设计能力也分为九个级别，类似下围棋的段位。快来看看自己处于什么水平，感觉九段已经是世外高人了~

一段

    你刚开始进入这行，对PMOS/NMOS/BJT什么的只不过有个大概的了解，各种器件的特性你也不太清楚，具体设计成什么样的电路你也没什么主意，你的电路图主要看国内杂志上的文章，或者按照教科书上现成的电路，你总觉得他们说得都有道理。你做的电路主要是小规模的模块，做点差分运放，或者带隙基准的仿真什么的你就计算着发文章，生怕到时候论文凑不够。总的来说，基本上看见运放还是发怵。你觉得spice是一个非常难以使用而且古怪的东西。

二段

    你开始知道什么叫电路设计，天天捧着本教科书在草稿纸上狂算一气。你也经常开始提起一些技术参数，Vdsat、lamda、early voltage、GWB、ft之类的。总觉得有时候电路和手算得差不多，有时候又觉得差别挺大。你也开始关心电压，温度和工艺的变化。例如低电压、低功耗系统什么的。或者是超高速高精度的什么东东，时不时也来上两句。你设计电路时开始计划着要去tape out，虽然tape out看起来还是挺遥远的。这个阶段中，你觉得spice很强大，但经常会因为AC仿真结果不对而大伤脑筋。

三段

    你已经和PVT斗争了一段时间了，但总的来说基本上还是没有几次成功的设计经验。你觉得要设计出真正能用的电路真的很难，你急着想建立自己的信心，可你不知道该怎么办。你开始阅读一些JSSC或者博士论文什么的，可你觉得他们说的是一回事，真正的芯片或者又不是那么回事。你觉得Vdsat什么的指标实在不够精确，仿真器的缺省设置也不够满足你的要求，于是你试着仿真器调整参数，或者试着换一换仿真器，但是它们给出的结果仍然是有时准有时不准。你上论坛，希望得到高手的指导。可他们也是语焉不详，说得东西有时对有时不对。这个阶段中，你觉得spice虽然很好，但是帮助手册写的太不清楚了。

四段

    你有过比较重大的流片失败经历了。你知道要做好一个电路，需要精益求精，需要战战兢兢的仔细检查每一个细节。你发现在设计过程中有很多不曾设想过的问题，想要做好电路需要完整的把握每一个方面。于是你开始系统地重新学习在大学毕业时已经卖掉的课本。你把能能找到的相关资料都仔细的看了一边，希望能从中找到一些更有启发性的想法。你已经清楚地知道了你需要达到的电路指标和性能，你也知道了电路设计本质上是需要做很多合理的折中。

    可你搞不清这个“合理” 是怎么确定的，不同指标之间的折中如何选择才好。你觉得要设计出一个适当的能够正常工作的电路真的太难了，你不相信在这个世界上有人可以做到他们宣称的那么好。这个阶段中，你觉得spice功能还是太有限了，而且经常对着"time step too small"的出错信息发呆，偶尔情况下你还会创造出巨大的仿真文件让所有人和电脑崩溃。

五段

    你觉得很多竞争对手的东西不过如此而已。你开始有一套比较熟悉的设计方法。但是你不知道如何更加优化你手头的工具。你已经使用过一些别人编好的脚本语言，但经常碰到很多问题的时候不能想起来用awk或者perl搞定。你开始大量的占用服务器的仿真时间，你相信经过大量的仿真，你可以清楚地把你设计的模块调整到合适的样子。有时候你觉得做电路设计简直是太无聊了，实在不行的话，你在考虑是不是该放弃了。这个阶段中，你觉得spice好是好，但是比起 fast spice系列的仿真器来，还是差远了；你开始不相信AC仿真，取而代之的是大量的transient仿真。

六段

    你开始明白在这个世界中只有最合适的设计，没有最好的设计。你开始有一套真正属于自己的设计方法，你会倾向于某一种或两种仿真工具，并能够熟练的使用他们评价你的设计。你开始在设计中考虑PVT的变化，你知道一个电路从开始到现在的演化过程，并能够针对不同的应用对他们进行裁减。你开始关注功耗和面积，你tape out的芯片开始有一些能够满足产品要求了。但是有时候你还是不能完全理解一些复杂系统的设计方法，并且犯下一些愚蠢的错误并导致灾难性后果。你开始阅读 JSSC时不只是挑一两片文章看看，或许把JSSC作为厕所读物对你来说是一个不错的选择。在这个阶段中，你觉得spice是一个很伟大的工具，你知道如何在spice中对精度和速度做合理的仿真，并随时做出最合适的选择。

七段

    你开始真正理解模拟电路设计的本质，无论对于高精度系统还是高速度系统都有自己独有的看法和经验。你可以在系统级对不同的模块指标进行折中以换取最好的性能。你会了解一个潜在的市场并开始自己的产品定义，并且你知道只要方法正确，你设计出的产品会具有很好的竞争力。你可以从容的从头到脚进行整个电路的功能和指标划分，你了解里面的每一个技术细节和他们的折中会对于你的产品有怎样的影响。你开始关注设计的可靠性。在这个阶段中，你觉得spice是一个很实用的工具，并喜欢上了蒙特卡洛仿真，但你还是经常抱怨服务器太慢，虽然你经常是在后半夜运行仿真。

八段

    这个时候成功的做出一个芯片对你来说是家常便饭，就象一名驾驶老手开车一样，遇到红灯就停、绿灯就行。一个产品的设计对于你来说几乎都是无意识的。你不需要再对着仿真结果不停的调整参数和优化，更多时候之需要很少量的仿真就可以结束一个模块的设计了。你能够清楚地感觉到某一个指标的电路模块在技术上是可能的还是不可能的。你完全不用关心具体模块的噪声系数或者信噪比或者失真度。你只需要知道它是可以被设计出来就可以了，更详细的技术指标对你来说毫无意义。你开始觉得JSSC上的东西其实都是在凑数，有时候认为JSSC即使作为厕纸也不合格(太薄太脆)。你觉得spice偶尔用用挺好的，但是实在是不可靠，很多的时候看看工作点就差不多够了。

九段

    这时候的你对很多电路已经料如指掌，你可以提前预知很多技术下一轮的发展方向。一年你只跑上几次仿真，也可能一仿真就是几年。你很少有画电路图的时候，多数时间你在打高尔夫或是在太平洋的某个小岛钓鱼。除了偶尔在ISSCC上凑凑热闹，你从不和别人说起电路方面的事，因为你知道没人能明白。

四、实现Arduino的输入/输出 从安装这两个器件开始

本文介绍了Arduino基本输入/输出的实现方法及演示，详细阐述了如何使用开关进行数字输入和使用电位计进行模拟输入。文章提供了所需物料清单和详细的电路连接步骤，同时解释了代码的工作原理和关键函数。

Arduino是初学者和专业人士都广泛使用的开发解决方案之一。通过掌握基本的输入和输出，可以建构更多功能，进行更多操作，实现更多不同的设计。通过在Arduino进行编程，可以激发创新思维，一步一步完成更复杂的项目，探索无限的可能性。以下视频将介绍如何使用开关进行数字输入和使用可变电阻进行模拟输入。赶快点开来看吧！

在您掌握了 Arduino 基础知识并能使用代码控制LED灯后，是时候了解 Arduino 输入了，它是用于向 Arduino 开发板提供信息的电信号。Arduino评估板可以被程序设计来接收电信号，并根据这些输入采取相应的操作。

开关是一种机械装置，通常使用杠杆或按钮来连接或断开电路，要构建此电路，您需要一个小型按键，而这个小型按键是众多不同类型的开关中的一员。

建议使用 Arduino Uno (1050-1024-ND)，或兼容的开发板，例如Adafruit Metro (1528-1214-ND)、Sparkfun Redboard (1568-1977-ND)或 Seeeduino (102010026-ND)来开始。

想要学习构建本期中的电路，请准备以下物料:

• Arduino Uno 或兼容的开发板，以及 USB 电缆
• 无焊面包板​
• 跳线 或 单芯导线​
• 3V 通孔 LED​
• 通孔电阻, 100-1000 欧姆和 10K 欧姆
• 触摸开关​
• 电位计​

从为新电路制作原型的基本设置开始：先把Arduino UNO评估板和无焊面包板一起组装在一个固定评估板上，将Arduino评估板上的5伏和地线连接到面包评估板上的导轨，再连接到面包板另一侧的导轨。这是制作一个新电路原型的基本设置。

然后，连接一个输出端的LED，将较长的正极连接到引脚 13，将负极通过一个小阻值的电阻 (100 欧姆 - 1K 欧姆) 连接到地线。

接下来将按键添加到面包板上，按键通常被设计成可以跨过面包板的中心分隔线。如果按键没有卡紧，可能需要稍微弯曲它的引脚。

按键的一侧连接到引脚2，同时通过一个较大阻值的电阻 (1万欧姆) 连接到电源，按键的另一侧连接到地线。

这里使用对角引脚而不是其他连接，因为无论开关内部如何布线，这都是确保正确连接的可靠方法。你也可以用万用表来检查，探测开关上的两个针脚，然后按下它以查看哪些是连接的。

电路连接好后，就可以插入USB线并上传新的程序。

打开可下载的 Arduino 软件，点击File > Example > 02.Digital > Button。

将代码上传到 Arduino 评估板后，当按下按键，LED灯就会从亮着变为熄灭。

这个程序的开头有一些常量，它们与变量类似，用于存储信息。然而，正如你所知常量在整个程序中不会改变，因此非常适合用于存储引脚号。它们占用的内存空间比变量少。

第36行将引脚2配置为输入模式，这样就可以接收按键的状态

在主循环中，digitalRead()函数检查引脚2的状态，该状态可能是5伏（即高电平HIGH）或接地（即低电平LOW），并将该状态存储在名为buttonState的变量中

第44行包含一个if()语句，它使用比较运算符执行条件判断，比如大于、小于，或者在这个例子中，是等于，用两个等号表示。如果满足条件，大括号内的代码将被执行，LED灯会亮起（HIGH）。如果不满足条件，else语句内的代码将被执行，LED灯会熄灭（LOW）。

静止状态下，开关的引脚之间没有连接。引脚2通过一个阻值较大的1万欧姆电阻连接到5伏电压上，当按下按键时，开关引线被连接，引脚 2 无需电阻即可接地。由于电流会走最小阻抗的路径，引脚会强烈感知到与地线的连接，并忽略与较弱的1万欧姆电阻与5伏电压的连接。但当没有其他信号时，比如没有按下开关，引脚只能感知到与5伏电压的较弱的连接。

所以这个电阻将引脚上拉到5伏电压，因此，它被称为上拉电阻。如果没有连接上拉电阻，引脚2在按键按下之前将不会连接到任何地方，这被称为浮动引脚，可能会产生来自静电和电磁干扰的随机噪声。

同样地，电阻还可以用来将一个引脚连接到地线，这被称为下拉电阻。然后，你可以将按键的另一侧连接到电源，而不是地线。

所以，要改变按键的功能，可以通过改变电路的布线或者改变代码这两种方式实现，但千万不要同时做这两件事！在这种情况下，后者更简便，但并不总是如此。

接着，编辑第43行和第44行的if()语句和它的注释，将其中的HIGH改为LOW，然后将更新后的代码上传到开发板上，检查按键是否现在可以将LED灯打开而不是关闭。

Arduino的很多引脚都内置了上拉电阻，芯片内的微小电阻就是为了这个目的而设计，在设置中可以启用内置的上拉电阻，这样就不再需要面包板上额外的电阻了。

你也可以使用串口监视器，它是一种通过USB线向计算机报告来检查代码中不同位置信息的方式。要了解其工作原理，请至 Arduino 软件中的File> Examples> 01 Basics> DigitalReadSerial，然后将示例程序上传到您的 Arduino。

为了建立串口连接，你要在设置中使用Serial.begin()函数，9600是波特率，表示每秒传输的数据位数。

在主程序循环内，可以使用Serial.print()函数将信息发送到串口。Serial.println()的作用与Serial.print()类似，但会在新的一行上。

代码中第27行将当前按键状态的值加到串行端口。

所以，当串口监视器打开时，可以实时查看Arduino在引脚2上检测到的值。串口监视器在故障排查时非常有用，可以轻松地对比预期结果和Arduino实际执行情况。

你还可以使用串口通信来在设备之间进行通讯等更多功能，详情请参阅Arduino参考文档。

接下来，将使用模拟输入将信息发送到 Arduino 板。这些A开头的引脚，位于数字输入输出引脚的对面，这些特殊引脚连接到Arduino的模拟数字转换器（ADC）。它能将介于0伏到5伏之间的模拟信号转换为从0到1023范围内的数字。

要创建该模拟信号，可以使用可变电阻器，该电阻器在受到作用时会改变其电阻值。例如，您可以转动 电位计上的旋钮，按下或弯曲力敏电阻器 (FSR)，或改变光敏电阻器的曝光量。

将一个小型的电位器，插在面包板的三行上，外侧的引脚与电源和地线相连，中间引脚连接到模拟引脚A0。

将一个LED连接到引脚9，这样就可以使用脉宽调制（PWM）来控制LED的亮度。

在 Arduino 软件的 03 Analog> AnalogInOutSerial 可找到该电路的内置示例代码。

上传代码后，打开串口监视器，同时观察LED灯在转动电位器上的旋钮时的状态。模拟输入读取的值将会在第一列，LED灯的亮度值将会在第二列。

这个示例程序在第39行使用了map()函数，它将一个数字范围映射到另一个数值范围。它有五个参数，包括：可改变的值、当前范围的下限、当前范围的上限、目标范围的下限，以及目标范围的上限。因此这行代码将一个名为outputValue的变量，设置为一个0到255之间的数字，具体取决于电位器的位置。

第44到47行的串口打印命令列出文本标签（位于引号内的内容），以及从传感器输入的值和输出到LED的值。

通过同时在串口监视器上查看这些值，可以更好地理解像map()这样的函数是如何工作的。在编写你自己的代码时要牢记这一点！

有许多传感器的工作方式类似数字开关或模拟输入，因此可以使用刚刚讲解的相同代码。比如，你可将按钮替换成 红外传感器，或者将电位器替换成光敏电阻。

如果你有看上一期的介绍并且走到了这一步，那么你现在已经掌握了大多数Arduino程序的基本构建模块。当你进行项目设计时，问问自己输入是什么，输出是什么，以及它们是模拟的还是数字的。然后你可以相应地混合使用内置示例，并开始你的原型设计。Arduino 还有更多内置示例，让您慢慢探索，脑洞大开，成就更多创意诞生。

五、巧用数字万用表

判断线路或器件带不带电

    数字的交流电压挡很灵敏，哪怕周围有很小的感应电压都可以有显示。根据这一特点，可以当作测试电笔用。用法如下：将万用表打到AC20V挡，黑表笔悬空，手持红表笔与所测路线或器件相接触，这时万用表会有显示，如果显示数字在几伏到十几伏之间（不同的万用表会有不同的显示），表明该线路或器件带电，如果显示为零或很小，表明该线路或器件不带电。

区分供电线是火线还是零线

第一种方法：

    可以用上面的方法加以判断：显示数字较大的就是火线，显示数字较小的就是零线。这种方法需要与所测量的线路或器件接触。

第二种方法：

    不需要与所测量的线路或器件接触。将万用表打到AC2V挡，黑表笔悬空，手持红表笔使笔尖沿线路轻轻滑动，这时表上如果显示为几伏，表明该线是火线．如果显示只有零点几伏甚至更小．则说明该线是零线。这样的判断方法不与线路直接接触．不仅安全而且方便快捷。

寻找电缆的断点

    当电缆线中出现断点时，传统的方法是用万用表电阻挡一段一段地寻找电缆的断点，这样做不仅浪费时间，而且会在很大程度上损坏电缆的绝缘。利用数字万用表的感应特性可以很快地寻找到电缆的断开点。

    先用电阻挡判断出是哪一根电缆芯线发生断路．然后将发生断路的芯线的一头接到AC220V的上，随后将万用表打到AC2V挡的位置上，黑表笔悬空，手持红表笔使笔尖沿线路轻轻滑动，这时表上若显示有几伏或零点几伏(因电缆的不同而不同)的电压，如果移动到某一位置时表上的显示突然降低很多，记下这一位置：一般情况下。断点就在这一位置的前方10~20cm之间的地方。

    用这种方法还可以寻找故障电热毯等电阻丝的断路点。

测量UPS电源的频率

    对于UPS电源来说．其输出端的电压的稳定性是重要参数，其输出的频率也很重要。但是不能直接用数字万用表的频率挡去测量，因为其频率挡能承受的电压很低．只有几伏。

    这时可以在UPS电源的输出端接一220V／6V或220V／4V降压变压器，将电压降低，而不改变电源的频率，然后将频率挡与变压器的输出相接，就可以测量出UPS电源的频率。

六、认识地弹（地噪声）

什么是地弹 

1 地弹的概念 

    地弹、振铃、串扰、信号反射······这几个在信号完整性分析中是分析的重点对象。初学者一看：好高深！ 其实，感觉高深是因为你满天听到“地弹”二字，却到处找不到“地弹的真正原理”。 如果你认真读笔者的“噪声的起源”章节，其实你已经认识了地弹！ 地弹，就是地噪声！ 

2 为何叫地弹 

    既然是地噪声，为啥叫“地弹”？为什么既然是一样的东西，却换了个名称，害的我苦苦思索不得其解。

    低频时，地噪声主要是因为构成地线的导体有“电阻”，电路系统的电流都要流经地线而产生的电势差波动。

    高频时，地噪声主要是因为构成地线的导体有“电感”，电路系统的电流快速变化地经过这个“电感”时，“电感”两端激发出更强的电压扰动，形象的称为“地弹”。 

    地弹，一般对IC而言。因为芯片内部的“电路地”和芯片的“地引脚”实际上是用一根很细很细的金线连接起来的，所以这个金线电感较大，所以可能会导致芯片内部电路的地和现实PCB的地有强烈的“电压差波动”——很强的地弹现象！这个地弹不像PCB板那样，可以通过增加去耦电容减弱。

    假设你有一块B PCB板，一块A主板；B PCB板插在主板上使用。再假设A、B的地线连接点不够大，当A、B间有高速信号通讯时，B板上的“地平面”和A板上的“地平面”将有较大的“地间电压差波动”。这同样是一种PCB板上的“地弹效应”。 

    地弹其实是“地噪声”的别名而已，理解就好！

地弹形成的机理和危害 

    本来不想写地弹的机理，感觉与“噪声的起源”重复了。但思来想去，感觉这么经典的问题，还是不怕多提几下，所以又写了下来。 

1 地弹形成的机理 

    如下图，红色框内代表数字电路。“噪声的起源”章节中已经讲述：当下图中S5在不断的向左右切换时，由于地线上E、A间的R14电阻的存在，E点将相对于A点产生电势差。在高频状态下，E、A电势差的主要起因不再是“E、A间的电阻”，而是“E、A间的电感”。 

“E点的地”相对于“A点的地”的地噪声就是电路系统工作时的地弹现象。 

2 地弹的危害 

    下图，也是“噪声的起源”章节的内容，地噪声（地弹）相当于在一个“拥有理想地”的电路中，被外部“输入地噪声”。 那么，假设E点上存在着1MHz的地噪声，这会有什么危害？

2.1 地噪声使所有信号线上出现噪声

    由“地环路的危害”分析可知，假设上图中框内的数字模块有20根信号线，那么地噪声将直接反应在20根信号线上，从而影响这些信号的波形质量，并通过这20根信号线向外辐射。 

2.2 地弹使地线产生辐射

    也许你会问：地线也会产生辐射？ 也许你阅读了某些讲PCB布线的书籍上描述到：不正确的铺地将产生“地线辐射”，加重干扰！——但是你不明白其原理，甚至怀疑书本作者有没有写错！ 那我告诉你，地线真有可能存在辐射！ 下图是一个单面PCB板的布线示意图。蓝色线代表从E点连出来的地线，细长地走单独分布在PCB板边缘，不和任何电子模块连接。 由于该例子中，E点相对于A点存在1MHz的地噪声，那么整条蓝色的地线都相对于A点存在1MHz的噪声。而由于这条地线长长地拉在PCB板的边缘，这条线像一根发射天线那样（长长的形状、上面有1MHz的“将要发射的信号”），不断地发射“地噪声”。 

如何减弱“PCB地弹效应” 

1 增加恰当的去耦电容 

    实际上，为了减小1MHz对整个电路的干扰，我们在D、E点间加入去耦电容C7。如图示。那么，这个电容的作用是什么？ 

    其等效电路分析如下（注意，该等效电路不是非常准确，但是能说出大致原理，精确的模型请读者在技术上进阶后自行思考分析）： 由于C的容抗为：Zc=1/（2πfc），故对于电源和地的1MHz的噪声而言，等效为下图的R34。

    由于R34的阻抗远远小于（R32 + R33 + R35），而“噪声信号源”（即：图中的数字电路模块）又有相当大的“内阻”，所以会产生2个效果：

• “噪声信号源”的大部分能量将通过R34——因而大部分噪声能量通过图中的“（1）”环路构成较小的环流路径而消失掉，这部分能量虽然强，但是不会干扰“（1）”以外的电路；只有小部分能量“逃出”“（1）”环路，以较弱的能量干扰其他电路。
• “噪声信号源”的1MHz方波干扰将不复存在，将被C7滤成图中实线表示的类似正弦波的变化平滑的波形。

     这样的好处是：

• 环路面积减小，高频的辐射能量减轻，EMC干扰将大大减小；
• 方波干扰变成正弦波干扰，其高次谐波分量将大大减小，所以其干扰能力也大大减弱！ 哈哈，太和谐了！

     现在，你是否明白了：为什么数字芯片电源端一般要得接一个电源去耦电容？为什么很多讲PCB布线的书籍上都会出现“要添加电源去耦电容”？相关文章推荐:EMC防护中的滤波电容。

2 用粗短的“地线” 

    由于地线存在电阻、电感而产生地噪声。所以，我们要减小地线的“电阻、电感”。

     当地线增大、长度减短时，其电阻和电感会减小，从而成功减小地噪声。这样，地弹将大大减小！

    所以在PCB Layout布线时，能用粗的地线就不要用细的地线。能用短的地线就不要用长的地线。

    注意：不要为了减短一点点地线而盲目地加长N倍的电源线，电源与地都是非常重要的，必须具体问题具体分析。所以还是那句——得注重原理，而不是具体的“减短地线”的做法。 

总结

• 地弹，就是地噪声
• 地弹使地线产生辐射
• 增加恰当的去耦电容可减弱模块间的地弹效应
• 注重原理，而不是具体的做法

七、总结单片机电路设计要点

单片机上拉电阻的选择

    大家可以看到复位电路中电阻R1=10k时RST是高电平 ，而当R1=50时RST为低电平，很明显R1=10k时是错误的，单片机一直处在复位状态时根本无法工作。出现这样的原因是由于RST引脚内含三极管，即便在截止状态时也会有少量截止电流，当R取的非常大时，微弱的截止电流通过就产生了高电平。​

LED串联电阻的计算问题

    通常红色贴片LED：电压1.6V-2.4V，电流2-20mA，在2-5mA亮度有所变化，5mA以上亮度基本无变化。​

端口出现不够用的情况

    这时可以借助扩展芯片来实现，比如三八译码器74HC138来拓展。

滤波电容

    滤波电容分为高频滤波电容和低频滤波电容。

    1、高频滤波电容一般用104容（0.1uF），目的是短路高频分量，保护器件免受高频干扰。普通的IC（集成）器件的电源与地之间都要加，去除高频干扰（空气静电）。

    2、低频滤波电容一般用电解电容（100uF），目的是去除低频纹波，存储一部分能量，稳定电源。大多接在电源接口处，大功率元器件旁边，如：USB借口，步进电机、1602背光显示。耐压值至少高于系统最高电压的2倍。​

三极管的作用

1、开关作用：

    LEDS6为高电平时截止，为低电平时导通。

    限流电阻的计算：集电极电流为I，则基极电流为I/100（这里涉及到放大作用，集电极电流是基极的100倍），PN结电压0.7V，R=（5-0.7）/（I/100）

2、放大作用：

    集电极电流是基极电流的100倍

3、电平转换：

    当基极为高电平时，三极管导通，右侧的导线接地为低电平，当基极为低电平时，三极管截止，输出高电平。​

数码管的相关问题

    数码管点亮形成的数字由a，b，c，d，e，f，e，dp（小数点）构成，字模及真值表如上图。​

上拉电阻

上拉电阻选取原则：

    1、从节约功耗及芯片灌电流能力考虑应当足够大；电阻大，电流小。

    2、从确保足够的驱动电流考虑应当足够小；电阻小，电流大。

    3、对于高速电路，过大的上拉电阻可能会导致边沿变平缓。

    综合考虑：上拉电阻常用值在1K到10K之间选取，下拉同理。

上下拉电阻：

    上拉就是将不确定的信号通过一个电阻嵌位在高电平，下拉同理。

    1、电平转换，提高输出电平参数值。

    2、OC门必须加上拉电阻才能使用。

    3、加大普通IO引脚驱动能力。

    4、悬空引脚上下拉抗干扰。

按键抖动及消除

    按键也是机械装置，在按下或放开的一瞬间会产生抖动，如下图：

    消除方法有两种：软件除抖和硬件除抖，其中硬件除抖是应用了电容对高频信号短路的原理。

    软件除抖是检测出键闭合后执行一个延时程序，产生5ms～10ms的延时，让前沿抖动消失后再一次检测键的状态，如果仍保持闭合状态电平，则确认为真正有键按下。

八、xx

九、隔离电源和非隔离电源的区别

在产品设计时，倘若没有考虑应用环境对电源隔离的要求，产品到了应用时就会出现因设计方案的不当导致的系统不稳定，甚至出现高压损坏后级负载的情况，以及出现危害人身财产安全的情况。因此产品设计是否需要隔离至关重要。

曾经“一消费者在手机充电时打电话触电身亡”的新闻在网上引起广泛关注。充电器也能能危害生命？专家分析手机充电器内部变压器漏电，220VAC的交流电漏电到直流端，并通过数据线传导到了手机金属壳上，最终导致触电身亡，发生无可挽回的悲剧。

那么手机充电器输出端为什么会带有220V的交流电呢？隔离电源的选型要注意哪些事项？如何区分电源是隔离与非隔离？业内通用的看法是： 

1、隔离电源：电源的输入回路和输出回路之间没有直接的电气连接，输入和输出之间是绝缘的高阻态，没有电流回路，如图1所示：

图1 采用变压器的隔离电源

2、非隔离电源：输入和输出之间有直接的电流回路，例如，输入和输出之间是共地的。以隔离的反激电路和非隔离的BUCK电路为例，如图2所示。 

图2 非隔离电源 

隔离电源与非隔离电源的优缺点

由上述概念可知，对于常用的电源拓扑而言，非隔离电源主要有：Buck、Boost、Buck-Boost等；而隔离电源主要有各种带隔离变压器的反激、正激、半桥、LLC等拓扑。

结合常用的隔离与非隔离电源，我们从直观上就可得出它们的一些优缺点，两者的优缺点几乎是相反的。

使用隔离或非隔离的电源，需了解实际项目对电源的需求是怎样的，但在此之前，可了解下隔离和非隔离电源的主要差别：

① 隔离模块的可靠性高，但成本高，效率差点。

② 非隔离模块的结构很简单，成本低，效率高，安全性能差。

因此，在如下几个场合，建议用隔离电源：

① 涉及可能触电的场合，如从电网取电，转成低压直流的场合，需用隔离的AC-DC电源；

② 串行通信总线通过RS-232、RS-485和控制器局域网(CAN)等物理网络传送数据，这些相互连接的系统每个都配备有自己的电源，而且各系统之间往往间隔较远，因此，我们通常需要隔离电源进行电气隔离来确保系统的物理安全，且通过隔离切断接地回路，来保护系统免受瞬态高电压冲击，同时减少信号失真；

③ 对外的I/O端口，为保证系统的可靠运行，也建议对I/O端口做电源隔离。

总结如下表所示，两者的优缺点几乎是相反的。

隔离电源与非隔离电源的选择

通过了解隔离与非隔离电源的优缺点可知，它们各有优势，对于一些常用的嵌入式供电选择，我们已可做成准确的判断：

① 系统前级的电源，为提高抗干扰性能，保证可靠性，一般用隔离电源。

② 电路板内的IC或部分电路供电，从性价比和体积出发，优先选用非隔离的方案。 

③ 对安全有要求的场合，如需接市电的AC-DC，或医疗用的电源，为保证人身的安全，必须用隔离电源，有些场合还必须用加强隔离的电源。

④ 对于远程工业通信的供电，为有效降低地电势差和导线耦合干扰的影响，一般用隔离电源为每个通信节点单独供电。

⑤ 对于采用电池供电，对续航力要求严苛的场合，采用非隔离供电。

通过了解隔离与非隔离电源的优缺点可知，它们各有优势，对于一些常用的嵌入式供电设计，我们可总结出其选择的场合。

1、隔离电源 

• 系统前级的电源，为提高抗干扰性能，保证可靠性，一般用隔离电源；
• 对安全有要求的场合，如需接市电的AC-DC，或医疗用的电源和白色家电，为保证人身的安全，必须用隔离电源，如MPS的MP020，为原边反馈隔离型AC-DC，适合于1~10W应用 ；
• 对于远程工业通信的供电，为有效降低地电势差和导线耦合干扰的影响，一般用隔离电源为每个通信节点单独供电。

2、非隔离电源

• 电路板内的IC或部分电路供电，从性价比和体积出发，优先选用非隔离的方案；如MPS的MP150/157/MP174系列buck型非隔离AC-DC，适合于1~5W应用；
• 对于工作电压低于36V，采用电池供电，对续航力要求严苛的场合，优先采用非隔离供电，如MPS的MP2451/MPQ2451。

隔离电源与非隔离电源优缺点：

通过了解隔离与非隔离电源的优缺点可知，它们各有优势，对于一些常用的嵌入式供电选择，我们可遵循以下判断条件：

对安全有要求的场合，如需接市电的AC-DC，或医疗用的电源，为保证人身的安全，必须用隔离电源，有些场合还必须用加强隔离的电源。

一般场合使用对模块电源隔离电压要求不是很高，但是更高的隔离电压可以保证模块电源具有更小的漏电流，更高的安全性和可靠性，并且EMC特性也更好一些，因此目前业界普遍的隔离电压水平为1500VDC以上。

隔离电源模块选型的注意事项

电源的隔离耐压在GB-4943国标中又叫抗电强度，这个GB-4943标准就是我们常说的信息类设备的安全标准，就是为了防止人员受到物理和电气伤害的国家标准，其中包括避免人受到电击伤害、物理伤害、爆炸等伤害。如下图为隔离电源结构图。 

隔离电源结构图

作为模块电源的重要指标，标准中也规定了隔离耐压相关测试方法，简单的测试时一般采用等电位连接测试，连接示意图如下：

 隔离耐压测试示意图

测试方法：

将耐压计的电压设为规定的耐压值，电流设为规定的漏电流值，时间设为规定的测试时间值；操作耐压计开始测试，开始加压，在规定的测试时间内，模块应无击穿，无飞弧现象。

注意在测试时焊接电源模块要选取合适的温度，避免反复焊接，损坏电源模块。

除此之外还要注意：

1、要注意是AC-DC还是DC-DC。

2、隔离电源模块的隔离耐压。例如隔离1000V DC 是否满足绝缘要求。

3、隔离电源模块是否有进行全面的可靠性测试。电源模块要经过性能测试、容差测试、瞬态条件测试、可靠性测试、EMC电磁兼容测试、高低温测试、极限测试、寿命测试、安规测试等。

4、隔离电源模块的生产工厂产线是否规范。电源模块生产线需要通过ISO9001, ISO14001，OHSAS18001等多项国际认证，如下图3所示。

 ISO认证

5、隔离电源模块是否有应用在工业、汽车等恶劣环境。电源模块不仅仅大量应用与恶劣的工业环境，同时在新能源汽车的BMS管理系统中也游刃有余。

关于隔离电源与非隔离电源的感悟

首先阐述一个误区：很多人认为非隔离电源不如隔离电源好，因为隔离电源贵，所以肯定贵的就好。

为什么现在大家的印象当中用隔离电源比用非隔离的要好，其实不然，这种想法都是停留在几年前的想法当中。因为前几年非隔离的稳定性确实没有隔离稳定，但随着研发技术的更新，现如今非隔离已经非常成熟，日渐稳定。

说到安全性，其实现在非隔离电源也是很安全的，只要在结构稍微做下改动，对人体还是很安全的，同样的道理，非隔离电源也是可以过很多安规标准，例如:ULTUVSAACE等。
实际上非隔离电源损坏的根源就是电源AC线两端的浪涌电压所致，也可以这么说，雷击浪涌吧，这种电压是加在电压AC线两端的瞬间高压，有时高达三千伏，但时间很短，能量却极强，在打雷时会发生，或是在同一条AC线上，当一个大的负载断开瞬间，因为电流惯性的原因也会发生，这个电压进入电源，对于非隔离BUCK电路，会瞬间传达到输出，击坏恒流检测环，或是进一步击坏芯片，造成300v直通，而烧掉整条灯管。

对于隔离反激电源，会击坏MOS，现象就是保管，芯片，MOS管全烧坏。现在LED驱动电源，在使用过程中坏的，80%以上都是这两种类似现象。而且，小型开关电源，就算是电源适配器，也经常损坏的是这个现象，均是浪涌电压所致，而在LED电源里，表现的更加普遍，这是因为LED的负载特性是特别的怕浪涌电压的。

如果按照一般的理论来讲，电子电路里，元器件越少，可靠性越高，相应越多的元件的电路板可靠性则越低。实际上非隔离电路的元件是比隔离电路要少的，为什么隔离电路可靠性高。

其实说白了，不是什么可靠性，而是非隔离电路对于浪涌太敏感，抑制能力差，隔离电路，因为能量是先进入变压器，然后从变压器再输送到LED负载的。BUCK电路是输入电源一部分直接加在了LED负载上，故前者对浪涌抑制和衰减能力强，所以浪涌来时损坏的机率小而已。

实际上，不隔离电源的问题主要是在于浪涌问题，目前这个问题，因为只有LED灯具在大批量应用时，从概率上才能看出其解决的程度，所以很多人没有提出好的防治办法，更多的人则是不知道浪涌电压为何物，很多人。LED灯具坏了，也找不到原因，最后只能一句，什么此电源不稳定就了结了，具体哪里不稳定，他不知道。

非隔离电源一是效率，二是成本上比较有优势。

非隔离电源适合的场合：首先，是室内的灯具，这种室内用电环境较好，浪涌影响小。第二，使用的场合是高压小电流，低压大电流用非隔离没有意义，因为低压大电流非隔离的效率并不比隔离的高，成本也低不到多少去。三，电压相对较稳定的环境中使用非隔离电源。当然，如果有办法解决掉抑制浪涌的问题，那么非隔离电源的应用范围将大大拓宽！

隔离电源因为浪涌的问题，损坏率也不可小觑，一般那种返修回来，击坏保险，芯片，MOS的第一个应该想到是浪涌问题。为了减少损坏率，在设计时就行要考虑到浪涌的因素进去，或是在使用时要告戒用户，尽量避免浪涌发生。（如室内灯具，打雷时暂时先关掉）

综合所述，使用隔离与非隔离很多时候都是因为浪涌这个问题，而浪涌问题和用电环境是息息相关的，所以很多时候使用隔离电源和非隔离电源不能一刀切，非隔离电源在节能，成本上都是很有优势的，所以要科学的选用非隔离还是隔离作为LED驱动电源。

总结

本文介绍了隔离电源和非隔离电源的区别，以及各自的优缺点、适应场合，以及隔离电源的选型注意事项，希望工程师在产品设计时能以此为参考，正确应用电源在产品的研发中，以及在产品出现故障后，快速定位问题所在。

十、皮尔斯振荡器电路原理介绍

 本文介绍皮尔斯振荡器的电路工作原理。

什么是皮尔斯（Pierce）振荡器

    皮尔斯振荡器是石英晶体振荡器最常见的设计之一，皮尔斯振荡器在设计上与之前的 Colpitts 振荡器非常相似，非常适合使用晶体作为其反馈电路的一部分来实现晶体振荡器电路。

    与标准振荡器相比的成本、尺寸、复杂性和功率，皮尔斯振荡器是在大多数嵌入式解决方案和设备中被广泛首选，以产生稳定的频率振荡。

    一个简单的皮尔斯振荡器具有以下组件，如数字反相器、电阻、两个电容和一个石英晶体。

皮尔斯振荡器电路如何工作

    下图显示了简单的皮尔斯振荡器电路图片，其中 X1 为晶振，R1 为反馈电阻，U1为数字反相器，C1、C2为并联电容，晶体 X1 与 C1 和 C2 是并联模式，工作在电感区域，这称为平行晶体。

    上图是皮尔斯振荡器电路图片。

    反馈电阻 R1 是通过从逆变器的输出对逆变器输入电容充电来制成线性逆变器，如果逆变器是理想的，则具有无限的输入阻抗和零输出阻抗值。这样，输入和输出电压将相等。因此逆变器工作在过渡区。

    下图展示了皮尔斯振荡器电路简化电路图。逆变器 U1 在环路中提供 180° 相移。电容 C1 和 C2 以及晶体 X1 一起为环路提供额外的 180° 相移，以满足振荡的相移标准，通常选择 C1 和 C2 值相等。

    上图是皮尔斯振荡器电路图片。

    为了在谐振频率下产生振荡，振荡器电路必须满足两个条件：1、环路增益的幅度值必须为单位；2、环路周围的相移应为 360° 或 0°。

    如果振荡器满足上述两个条件，那么只有它们才能成为有价值的振荡器。这里，该振荡器通过电路的环路和反相器的使用来满足上述两个条件。

皮尔斯振荡器电路原理分析案例1

    皮尔斯振荡器主要是一个串联谐振调谐电路（与 Colpitts 振荡器的并联谐振电路不同），它使用 JFET 作为其主要放大设备，因为 FET 提供非常高的输入阻抗，晶体通过电容 C1 连接在漏极和栅极之间，如下图所示。

    上图，皮尔斯振荡器电路图片。

    在这个简单的电路中，晶体决定振荡频率并在其串联谐振频率下工作，ƒs 在输出和输入之间提供低阻抗路径。共振时有 180° 的相移，使反馈为正，输出正弦波的幅度被限制在漏极端子的最大电压范围内。

    电阻 R1 控制反馈量和晶体驱动量，而射频扼流圈 RFC 两端的电压在每个周期内反转。大多数数字时钟、手表和计时器都使用某种形式的皮尔斯振荡器，因为它可以使用最少的组件来实现。

皮尔斯振荡器电路原理分析案例2

    以下电路图显示了晶体管皮尔斯晶体振荡器电路图片，在这个电路中，晶振作为一个串联元件连接在从集电极到基极的反馈路径中。

    上图，皮尔斯振荡器电路图片。

    电阻R 1、R 2和R E提供了一个分压器稳定的直流偏置电路。电容 Ce 提供发射极电阻的交流旁路，而 RFC（射频扼流圈）线圈提供直流偏置，同时使电源线上的任何交流信号不影响输出信号。

    耦合电容 C 在电路工作频率下的阻抗可以忽略不计，但它会阻止集电极和基极之间的任何直流电。

皮尔斯振荡器电路原理分析案例3

    下图显示了数字处理器设计中常用的皮尔斯振荡器电路图，在这种类型的晶体振荡器设计中，滤波器由晶体的等效模型和外部负载电容组成。

    振荡器运行的确切频率取决于振荡器电路内的环路相位角偏移，相位角的变化将导致输出频率的变化。

    上图，皮尔斯振荡器电路图片。

皮尔斯振荡器电路原理分析案例4

    下图所示电路通常用于数字设计，本质上它是一个模拟电路。像每个振荡电路一样，当相位为 0 或 360° 时，我们必须在要求的频率下获得 > 1 的增益，使电路不断地自我激励。

    为了保证使用 12 到 19 MHz 之间的晶体取得成功，使用 4 和 4.4 MHz 晶体时，不得不干扰电路（通过摆动插座中的晶体来引入一些反弹）以使电路振荡。

    设计上面皮尔斯振荡器电路需要用到的一些组件：

• 一个 100 µH 电感
• 一个 J112 JFET
• 任何 1 nF 电容
• 任何 10 MΩ 电阻
• 用于电源、输出和放置不同晶体的剩余母头。
• 晶振
• 剩余的穿孔板
• 3 V 和 18 V 之间的直流电源，单个 CR 2032 纽扣电池即可。或一对 AA(A)、9 V 电池。

皮尔斯振荡器电路原理分析案例5

    下图电路是一个皮尔斯振荡器电路，可将3 2.768 kHz晶体的振荡转换为数字方波，该方波可馈入（两个）UNO 外部中断引脚中的一个。

    需要晶振、12 ρF 负载电容和 330 kΩ 固定电阻。

    在面包板上构建皮尔斯振荡器。

皮尔斯振荡器的应用

• 适用于嵌入式解决方案和锁相环 (PLL) 设备。
• 在麦克风中，语音控制设备和在这些设备中将声能转换为电能的设备是首选，因为具有出色的频率稳定性因子。
• 由于其低制造成本，可用于大多数消费电子应用。​

十一、实用的电源设计技巧

1 反激式电源中的铁氧体磁放大器

    对于两个输出端都提供实际功率(5V 2A 和 12V 3A，两者都可实现± 5%调节)的双路输出反激式电源来说，当电压达到 12V 时会进入零负载状态，而无法在 5%限度内进行调节。线性稳压器是一个可实行的解决方案，但由于价格昂贵且会降低效率，仍不是理想的解决方案。

    我们建议的解决方案是在 12V 输出端使用一个磁放大器，即便是反激式拓扑结构也可使用。为了降低成本，建议使用铁氧体磁放大器。然而，铁氧体磁放大器的控制电路与传统的矩形磁滞回线材料(高磁导率材料)的控制电路有所不用。铁氧体的控制电路(D1 和 Q1)可吸收电流以便维持输出端供电。该电路已经过全面测试。变压器绕组设计为 5V 和 13V 输出。该电路在实现 12V 输出± 5%调节的同时，甚至还可以达到低于 1W 的输入功率(5V 300 mW 和 12V 零负载)。

图 1

2 使用现有的消弧电路提供过流保护

    考虑一下 5V 2A 和 12V 3A 反激式电源。该电源的关键规范之一便是当 12V 输出端达到空载或负载极轻时，对 5V 输出端提供过功率保护(OPP)。这两个输出端都提出了± 5%的电压调节要求。

    对于通常的解决方案来说，使用检测电阻会降低交叉稳压性能，并且保险丝的价格也不菲。而现在已经有了用于过压保护(OVP)的消弧电路。该电路能够同时满足 OPP 和稳压要求，使用部分消弧电路即可实现该功能。

    从图 2 可以看出，R1 和 VR1 形成了一个 12V 输出端有源假负载，这样可以在 12V 输出端轻载时实现 12V 电压调节。在 5V 输出端处于过载情况下时，5V 输出端上的电压将会下降。假负载会吸收大量电流。R1 上的电压下降可用来检测这一大量电流。Q1 导通并触发 OPP 电路。

图 2

3 有源并联稳压器与假负载

    在线电压 AC 到低压 DC 的开关电源产品领域中，反激式是目前最流行的拓扑结构。这其中的一个主要原因是其独有的成本效益，只需向变压器次级添加额外的绕组即可提供多路输出电压。

    通常，反馈来自对输出容差有最严格要求的输出端。然后，该输出端会定义所有其它次级绕组的每伏圈数。由于漏感效应的存在，输出端不能始终获得所需的输出电压交叉稳压，特别是在给定输出端因其它输出端满载而可能无负载或负载极轻的情况下更是如此。

    可以使用后级稳压器或假负载来防止输出端电压在此类情况下升高。然而，由于后级稳压器或假负载会造成成本增加和效率降低，因而它们缺乏足够的吸引力，特别是在近年来对多种消费类应用中的空载和 / 或待机输入功耗的法规要求越来越严格的情况下，这一设计开始受到冷落。图 3 中所示的有源并联稳压器不仅可以解决稳压问题，还能够最大限度地降低成本和效率影响。

图 3：用于多路输出反激式转换器的有源并联稳压器。

    该电路的工作方式如下：两个输出端都处于稳压范围时，电阻分压器 R14 和 R13 会偏置三极管 Q5，进而使 Q4 和 Q1 保持在关断状态。在这样的工作条件下，流经 Q5 的电流便充当 5V 输出端很小的假负载。

    5V 输出端与 3.3V 输出端的标准差异为 1.7V。当负载要求从 3.3V 输出端获得额外的电流，而从 5V 输出端输出的负载电流并未等量增加时，其输出电压与 3.3V 输出端的电压相比将会升高。由于电压差异约超过 100 mV，Q5 将偏置截止，从而导通 Q4 和 Q1 并允许电流从 5V 输出端流到 3.3V 输出端。该电流将降低 5V 输出端的电压，进而缩小两个输出端之间的电压差异。

    Q1 中的电流量由两个输出端的电压差异决定。因此，该电路可以使两个输出端均保持稳压，而不受其负载的影响，即使在 3.3V 输出端满载而 5V 输出端无负载这样最差的情况下，仍能保持稳压。设计中的 Q5 和 Q4 可以提供温度补偿，这是由于每个三极管中的 VBE 温度变化都可以彼此抵消。二极管 D8 和 D9 不是必需的器件，但可用于降低 Q1 中的功率耗散，从而无需在设计添加散热片。

    该电路只对两个电压之间的相对差异作出反应，在满载和轻负载条件下基本不起作用。由于并联稳压器是从 5V 输出端连接到 3.3V 输出端，因此与接地的并联稳压器相比，该电路的有源耗散可以降低 66%。其结果是在满载时保持高效率，从轻负载到无负载的功耗保持较低水平。

4 采用 StackFET 的高压输入开关电源

    使用三相交流电进行工作的工业设备常常需要一个可以为模拟和数字电路提供稳定低压直流电的辅助电源级。此类应用的范例包括工业传动器、UPS 系统和能量计。

    此类电源的规格比现成的标准开关所需的规格要严格得多。不仅这些应用中的输入电压更高，而且为工业环境中的三相应用所设计的设备还必须容许非常宽的波动—包括跌落时间延长、电涌以及一个或多个相的偶然丢失。而且，此类辅助电源的指定输入电压范围可以达到 57 VAC 至 580 VAC 之宽。

    设计如此宽范围的开关电源可以说是一大挑战，主要在于高压 MOSFET 的成本较高以及传统的 PWM 控制环路的动态范围的限制。StackFET 技术允许组合使用不太昂贵的、额定电压为 600V 的低压 MOSFET 和 Power Integrations 提供的集成电源控制器，这样便可设计出简单便宜并能够在宽输入电压范围内工作的开关电源。

 图 4：采用 StackFET 技术的三相输入 3W 开关电源。

    该电路的工作方式如下：电路的输入端电流可以来自三相三线或四线系统，甚至来自单相系统。三相整流器由二极管 D1-D8 构成。电阻 R1-R4 可以提供浪涌电流限制。如果使用可熔电阻，这些电阻便可在故障期间安全断开，无需单独配备保险丝。pi 滤波器由 C5、C6、C7、C8 和 L1 构成，可以过滤整流直流电压。

    电阻 R13 和 R15 用于平衡输入滤波电容之间的电压。当集成开关(U1)内的 MOSFET 导通时，Q1 的源端将被拉低，R6、R7 和 R8 将提供栅极电流，并且 VR1 到 VR3 的结电容将导通 Q1。齐纳二极管 VR4 用于限制施加给 Q1 的栅极源电压。当 U1 内的 MOSFET 关断时，U1 的最大化漏极电压将被一个由 VR1、VR2 和 VR3 构成的 450 V 箝位网络箝位。这会将 U1 的漏极电压限制到接近 450 V。

    与 Q1 相连的绕组结束时的任何额外电压都会被施加给 Q1。这种设计可以有效地分配 Q1 和 U1 之间的整流输入直流电压和反激式电压总量。电阻 R9 用于限制开关切换期间的高频振荡，由于反激间隔期间存在漏感，箝位网络 VR5、D9 和 R10 则用于限制初级上的峰值电压。

    输出整流由 D1 提供。C2 为输出滤波器。L2 和 C3 构成次级滤波器，以减小输出端的开关纹波。

    当输出电压超过光耦二极管和 VR6 的总压降时，VR6 将导通。输出电压的变化会导致流经 U2 内的光耦二极管的电流发生变化，进而改变流经 U2B 内的晶体管的电流。当此电流超出 U1 的 FB 引脚阈值电流时，将抑制下一个周期。输出稳压可以通过控制使能及抑制周期的数量来实现。一旦开关周期被开启，该周期便会在电流上升到 U1 的内部电流限制时结束。R11 用于限制瞬态负载时流经光耦器的电流，以及调整反馈环路的增益。电阻 R12 用于偏置齐纳二极管 VR6。

    IC U1 (LNK 304)具有内置功能，因此可根据反馈信号消失、输出端短路以及过载对该电路提供保护。由于 U1 直接由其漏极引脚供电，因此不需要在变压器上添加额外的偏置绕组。C4 用于提供内部电源去耦。

5 选择好的整流二极管

    选择好的整流二极管可以简化 AC/DC 转换器中的 EMI 滤波器电路并降低其成本。

    该电路可以简化 AC/DC 转换器中的 EMI 滤波器电路并降低其成本。要使 AC/DC 电源符合 EMI 标准，就需要使用大量的 EMI 滤波器器件，例如 X 电容和 Y 电容。AC/DC 电源的标准输入电路都包括一个桥式整流器，用于对输入电压进行整流(通常为 50-60 Hz)。由于这是低频 AC 输入电压，因此可以使用如 1N400X 系列二极管等标准二极管，另一个原因是这些二极管的价格是最便宜的。

    这些滤波器器件用于降低电源产生的 EMI，以便符合已发布的 EMI 限制。然而，由于用来记录 EMI 的测量只在 150 kHz 时才开始，而 AC 线电压频率只有 50 或 60 Hz，因此桥式整流器中使用的标准二极管(参见图5-1)的反向恢复时间较长，且通常与 EMI 产生没有直接关系。

    然而，过去的输入滤波电路中有时会包括一些与桥式整流器并联的电容，用来抑制低频输入电压整流所造成的任何高频波形。

    如果在桥式整流器中使用快速恢复二极管，就无需使用这些电容了。当这些二极管之间的电压开始反向时，它们的恢复速度非常快(参见图 5-2)。这样通过降低随后的高频关断急变以及 EMI，可以降低 AC 输入线中的杂散线路电感激励。由于 2 个二极管可以在每半个周期中实现导通，因此 4 个二极管中只需要 2 个是快速恢复类型即可。同样，在每半个周期进行导通的两个二极管中，只需要其中一个二极管具有快速恢复特性即可。

图 5-1：在 AC 输入端使用桥式整流器的 SMPS 的典型输入级。

图 5-2：输入电压和电流波形显示了反向恢复结束时的二极管急变。

6 用软启动禁止低成本输出来遏制电流尖峰

    为满足严格的待机功耗规范要求，一些多路输出电源被设计为在待机信号为活动状态时断开输出连接。

    通常情况下，通过关闭串联旁路双极晶体管(BJT)或 MOSFET 即可实现上述目的。对于低电流输出，如果在设计电源变压器时充分考虑到晶体管的额外压降情况，则 BJT 可成为 MOSFET 的合适替代品，且成本更为低廉。

    图6所示为简单的 BJT 串联旁路开关，电压为 12 V，输出电流强度为 100 mA，并带有一超大电容(CLOAD)。晶体管 Q1 为串联旁路元件，由 Q2 根据待机信号的状态来控制其开关。电阻 R1 的值是额定的，这样可确保 Q1 有足够的基值电流在最小 Beta 和最大的输出电流下以饱和的状态工作。PI 建议额外添加一个电容器(Cnew)，用以调节导通时的瞬态电流。如果不添加 Cnew，Q1 在导通后即迅速进入电容性负载，并因而产生较大的电流尖峰。为调节该瞬态尖峰，需要增加 Q1 的容量，这便导致了成本的增加。

    用作 Q1 额外“密勒电容”的 Cnew 可以消除电流尖峰。该额外电容可限制 Q1 集电极的 dv/dt 值。dv/dt 值越小，流入 Cload 的充电电流就越少。为 Cnew 指定电容值，使得 Q1 的理想输出 dv/dt 值与 Cnew 值相乘等于流入 R1 的电流。简单的软启动电路可以禁止待机时的电源输出，同时消除导通时的电流尖峰因此，可利用小型晶体管(Q1)来保持低成本。

 式 2

图6：BJT 串联旁路开关